Высокоскоростной аналого-цифровой преобразователь в режиме реального времени

Arduino-демо к статье об АЦП и ускорении функции analogRead() (June 2019).

$config[ads_text] not found
Anonim

Ошибки удаления в аналого-цифровых преобразователях для программных радиоприложений

ДЖАМЕЛЬ ХАДДАДИ
Техническое руководство
Интегрированная технология устройств
www.idt.com

Взрыв мобильных данных приводит к появлению новых архитектур приемников в инфраструктуре связи, которые могут обеспечить более высокую пропускную способность и большую гибкость. Эти схемы следующего поколения представляют собой программно определенные радиосистемы, основанные на энергоэффективных RF A / D-преобразователях, которые способны производить выборку непосредственно на антенне и обеспечивать высокий динамический диапазон. Такие A / Ds разработаны в очень продвинутых CMOS-технологиях с использованием временной структуры (TIADC) для достижения очень высокой частоты дискретизации. Эта архитектура подвержена изменяющимся во времени ошибкам несоответствия, которые требуют калибровки в режиме реального времени. В этой статье мы описываем новый метод калибровки фона для ошибок с ошибками усиления и времени с помощью алгоритмов цифровой обработки сигналов с низкой сложностью.

Ошибки несоответствия в двухканальном TIADC

Эффективный способ удвоить скорость A / D состоит в том, чтобы управлять двумя параллельно с фазами без выборки. Неизбежные небольшие несоответствия между передаточными функциями суб-A / Ds приводят к ложным тонам, которые значительно ухудшают достижимый динамический диапазон. Существует четыре типа первичных ошибок:

  1. Ошибка смещения Dc
  2. Статическая ошибка усиления
  3. Ошибка синхронизации
  4. Ошибка полосы пропускания

Ошибка смещения постоянного тока очень проста в использовании с помощью цифровой калибровки. Ошибка полосы пропускания является самой сложной задачей, и ее обычно смягчают путем тщательного проектирования и компоновки. В этой статье мы сосредоточимся на калибровке ошибок коэффициента усиления и времени, поскольку они являются основными факторами, влияющими на потерю динамического диапазона.

Метод калибровки

На практике пропускная способность Nyquist A / D никогда полностью не используется, и часть ее обычно предназначена для сполнения фильтра сглаживания. Эта свободная полоса может быть использована для ввода ограниченного калибровочного сигнала. Для калибровки выбирается синусоидальная волна, так как она легко генерируется с высокой спектральной чистотой, на которую мы накладываем два основных ограничения:

  1. Амплитуда поддерживается достаточно малой, чтобы избежать какого-либо воздействия на динамический диапазон, обеспечивая при этом достаточную точность оценки. Эксперименты показывают, что -40 dBFS до -35 dBFS уровень уровня обеспечивает лучший компромисс для 14-битного A / D.
  2. Частота ограничена следующими дискретными значениями, чтобы уменьшить сложность алгоритмов цифровой обработки сигналов:

Где F s - частота дискретизации TIA / D, P, K - целые без знака и S = ​​+ - 1 в зависимости от местоположения калибровочного сигнала по отношению к краю зоны Найквиста (см. Рис.1 ). Этот сигнал может быть легко генерируется на кристалле с дробной-N PLL с использованием тактового генератора A / D в качестве опорного сигнала. Выбирая K достаточно высоким, гармоники калибровочного сигнала будут за пределами полезной полосы, которая ослабляет их требования к фильтрации. Регулировка поворота усиления может быть достигнута с помощью программируемого аттенюатора, размещенного на выходе PLL.

Рисунок 1: План частоты, показывающий местоположение калибровочного сигнала.

Если x0 и x1 обозначают выходы двух суб-A / Ds с калибровочным сигналом в качестве входного сигнала, это можно показать, используя уравнение 1, что эти два сигнала связаны следующим выражением (шум игнорируется):

Коэффициенты h 0 и h 1 этой линейной фильтрующей формулы прямо связаны с коэффициентами усиления g и времени Δ t :

Эта нелинейная система уравнений может быть линеаризована и инвертирована с использованием приближения первого порядка, учитывая тот факт, что ошибки несоответствия невелики по дизайну.

Алгоритм оценки состоит из трех этапов:

  1. Калибровочный сигнал извлекается и отменяется с выхода суб-A / Ds с использованием алгоритма LMS, приводя к сигналам x0 и x1 с дискретным временем. Этот алгоритм требует цифровых опорных сигналов косинуса / синуса на частоте калибровки. Косинусный сигнал генерируется с небольшой таблицей поиска размером 4K (K <64 на практике). Сигнал синуса выводится из косинуса простой задержкой K.
  2. Коэффициенты h0 и h1 оцениваются адаптивно из извлеченных сигналов x0 и x1 с использованием алгоритма LMS, как показано на рисунке 2.
  3. Затем коэффициенты усиления и времени вычисляются из линеаризованной системы уравнений, полученной из уравнения 3.

Рисунок 2: Фоновая оценка ошибок усиления и времени с помощью 2-кратного цифрового адаптивного фильтра.

После оценки коэффициенты усиления и времени используются для подачи цифрового процессора коррекции. Коэффициент усиления компенсируется с помощью простого цифрового умножителя. Коррекция ошибки синхронизации выполняется с помощью модифицированного фильтра фракционной задержки . Полифаза и симметрия используются для уменьшения сложности реализации фильтра. Оба двигателя оценки и коррекции работают с частотой дискретизации суб-А / Д. Для блока оценки можно предусмотреть выборку для последующей оптимизации.

Доказательство концепции

Композитный тестовый сигнал, состоящий из несущей LTE TM3.1, 20 МГц с центром в 300 МГц и калибровочной синусоиды с частотой 253, 44 МГц, -35 дБФС, соответствующей S = 1, K = 8, P = 2K, был сгенерирован с использованием тестовая установка, показанная на рисунке 3. Это обеспечивает очень высокий динамический диапазон благодаря низкому уровню шума и высокой линейности D / A-преобразователя и DVGA. Мы использовали коммерчески доступные 14 бит / 500 Мбит / с TIA / D, которые объединяют перерегулируемые коэффициенты усиления и временные ошибки с высоким разрешением. Исходные данные A / D были захвачены с помощью FPGA и обработаны нашим калибровочным алгоритмом с использованием программного обеспечения Matlab. Ошибки усиления и времени TIA / D были установлены примерно на 0, 5 дБ и 5 пс соответственно, чтобы имитировать худшую ситуацию.

Рисунок 3: Блок-схема тестовой установки.
На рисунке 4 показаны спектры мощности данных до и после калибровки. После калибровки изображение несущей LTE на -80dBFS до калибровки было уменьшено примерно на 30 дБ до -110 дБFS. Калибровочный сигнал и его изображение полностью отменены алгоритмом извлечения и отмены. Эта производительность была достигнута в течение примерно 200 дней сходимости.

Рисунок 4: Спектры мощности до (TOP) и после калибровки (снизу) с несущей LTE 300 МГц.

Калибровочный сигнал оставался неизменным, а центральная частота несущей LTE была измерена от 50 до 400 МГц для оценки поведения частоты. Результирующий отказ изображения (см. Рисунок 5) показывает, что улучшение динамического диапазона по меньшей мере на 30 дБ поддерживается в двух первых зонах Найквиста. Как и ожидалось, отклонение изображения уменьшается с частотой - ограничено вкладом ошибки пропускной способности, которая не исправляется.

Рисунок 5: Отклонение изображения по сравнению с центральной частотой несущей LTE с фиксированным калибровочным сигналом.

Джамель Хаддади, технический руководитель, технология интегрированных устройств, www.idt.com